高频共模电流、电压和阻抗的测量（中）
概述
本文是采用反激式变换器测量高频、共模 (CM) 电流、电压和阻抗的系列文章之中篇。在本系列的三篇文章中， 上篇 介绍了辐射 EMI 的基础知识以及在反激式变换器拓扑中测量 CM 电流的传统方法；中篇将针对CM 电流测量中的常见误差提出解决方案，并演示如何测量 CM 阻抗； 下篇将研究开关噪声源效应和等效电压源。
采用磁环解决方案测量CM电流
在上篇中，我们介绍了测量共模电流的传统方法以及常见的缺陷，尤其是两种典型的测量误差。其中图一显示了由电场耦合引起的误差，也称为近场耦合效应。
图 1：CM 电流测试中的近场耦合效应
图 2 显示了由输入线接地阻抗 (ZG)引起的误差。 ZG 为零线与地之间的阻抗，它随环境条件而变化。该阻抗回路充当了CM 电流分流器，将导致不同环境中测试结果的不一致。
图 2：CM 电流测试中的接地阻抗效应
要避免这些测量误差，建议在同轴线和输入线的前面添加多个铁氧体磁珠（见图 3）。
图 3：通过铁氧体磁珠改善 CM 电流测试方法
铁氧体磁珠在30MHz到1GHz的辐射频率范围内可提供高达几千欧的阻抗，可有效避免耦合和接地阻抗的影响。
图 4 对是否采用铁氧体磁珠的 CM 电流测试结果进行了比较。如果不添加铁氧体磁珠，测得的 CM 电流由于近场干扰明显偏高，将导致高达数十 dB 的误差。
图4: CM电流测试结果比较
图 5 显示了耦合导致的测量误差。在加入铁氧体磁珠后，测得的共模电流更加精确。
图5: 耦合导致的测量误差
测量反激式变换器中的共模阻抗
反激式变换器的CM阻抗主要是指变压器的CM阻抗（ZCMTRANS）。我们需要了解如何得到CM阻抗。
图 6 显示了如何用电压源替代反激式 EMI 模型中的开关。原边和副边开关的电压分别为 VPRI 和 VSEC。利用叠加定理可以评估这两个源对 CM 电流的影响。辐射 EMI 模型将 VPRI 视为 CM 噪声源。 ZCMTRANS 是戴维南等效模型中原边与副边之间的阻抗， VCM 是戴维南等效模型中的电压源。
图 6：等效源与CM EMI 模型的替代关系
当我们检查 VPRI的影响时，来自副边的电压源 (VSEC) 根据叠加定理可被认为是短路（见图 7）。
图 7：噪声源 VPRI 的原边与副边模型
利用网络分析模型可以获取阻抗网络中的各个参数。图 8 显示了变压器共模阻抗的测量方法，其中网络分析模型在原边开关的两端施加激励。由此可测得原边与副边接地之间的端口 S （散射）参数。
图 8：变压器的 CM 阻抗测量方法
图 9 所示为 π 模型。该模型根据测得的散射参数描述端口之间的阻抗网络。
图 9：变压器的高频阻抗模型
在这个网络中，与电压源并联的阻抗 Z2 可忽略不计。由此可估算 VPRI 产生的等效 CM 电压和 CM 阻抗。 VCMPRI 可以使用公式 (1) 来计算：
$$V_{CMPri} = V_{Pri} \times CMTG_{Pri} = V_{Pri} \times\frac{Z_3}{Z_1+Z_3}$$其中 CMTGPRI 是原边电压源相对于 CM 噪声源的传递函数。 ZCMTRANSPRI 可以使用公式 (2) 来计算：
$$Z_{CMTransPri} = \frac{Z_3}{Z_1+Z_3}$$简单地降低变压器阻抗不一定是减少辐射的最有效方法。最好的方法是使用平衡变压器设计来最小化 Z3 与 Z1 的比率。本系列文章之下篇将讨论这种设计准则，用以确保准确的测量结果。
结语
本文介绍了避免产生CM 电流测量误差的解决方案，该方案采用铁氧体磁珠避免了耦合和接地阻抗对测量产生的影响。在接下来的高频 CM 电流测量分析中，还描述了如何利用网络分析模型 — π 模型，并通过计算原边 CM 电压，来获得 CM 阻抗。
在 下篇中，我们将讨论开关噪声效应和等效电压源，并对我们提出的测量方法进行验证。
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