采用副边同步整流解决方案降低开关电源过热（二）
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介绍
本文是探索如何为超小型快充适配器设计副边同步整流器的系列文章的第二部分。 第一部分讨论了同步整流器的拓扑设计和电源。 第二部分将回顾同步整流器如何打开和关闭，以及新设备如何利用快速关断技术。
同步整流的开通
有了自供电电路，为副边MOS管的开通提供了必要条件。接下来面临的问题是如何决定同步整流管的开通时机。
以MP9989为例，当反激原边MOS关断时，副边MOS将会通过体二极管续流，VDS电压将会从正压转变为-0.7V。当芯片检测到这个电压转变后将会打开副边MOS管，完成续流。
但是，当反激电源工作在断续模式时，会带来新的挑战。如图1显示的是断续模式下VDS电压和副边电流波形。当副边续流结束后，MOS管关闭。我们看到此时VDS电压出现震荡。某些工况下，VDS震荡的幅值会比较大，甚至会震荡到0。此时副边同步整流电路很容易误将续流MOS管打开，造成系统异常。
Figure 1:断续模式下VDS电压和副边电流波形
对比原边MOS关断瞬间和DCM震荡时的VDS波形，我们可以看到，震荡条件下VDS的电压变化远远慢于正常开通时的电压变化。根据这一区别，MPS在芯片内部加入了电压变化率的判断。以MP9989为例，当副边VDS下降到2V时，内部时钟开始计时，如果VDS电压没有在30ns以内下降到-80mV，我们就认为这并不是正常的开通信号，此时芯片维持关断状态。这样可以有效地避免震荡导致的误导通。
同步整流的可靠关断
解决了何时导通的问题，另一个挑战便是何时关断。从原理上讲，希望做到当原边MOS打开的同时关闭副边的MOS，但是由于原副边之间并没有通信机制，因此副边MOS很难及时响应原边MOS的导通信号。
传统方法可以利用励磁电感的伏秒平衡来计算出关断时刻，常用的伏秒平衡方案示意图如下。理论上根据副边MOS的导通时间，可以计算出关断时间，从而知道何时关闭副边MOS。
图2：常用伏秒平衡原理
当负载跳变时，为了稳定输出电压，原边绕组的磁通会相应改变。在动态调节过程中，伏秒平衡是不成立的。因此容易导致动态过程中副边MOS管不能及时关断，从而出现短路。
除此之外，伏秒平衡原理需要采样开通和关断状态下的变压器励磁电感电压。电压采样电阻的精度和寄生参数引起的电压震荡都会导致伏秒平衡计算出现误差，从而严重影响可靠性。
同步整流关断过程要点总结如下：
- 伏秒平衡只在稳态条件下成立，动态情况下容易误动作，造成短路
- VP，VS 采样受外围电阻精度影响，带来计算误差
- 寄生参数带来的震荡造成VP采样不准，导致计算误差
快速关断技术
快速关断技术可以动态调整同步整流MOS管Gate电压。以MP9989为例，当VDS由正压快速转变为负压时，经过开通延时MP9989 的MOS管打开进行续流（图3）。
图3：MP9989的VDS压降带来MOS管开通延时
这段时间内，副边续流电流较大，VDS的电压等于电流乘以导通阻抗。随着续流电流的下降，VDS电压随之下降，（见图4）。
图4：副边续流电流较大，MP9989的VDS电压随之下降
当VDS达到40mV后，随着电流的继续下降，MP9989会动态降低Gate驱动电压，增大导通阻抗，将VDS压降控制到40mV（见图5）。此时MOS管已经进入半导通状态，Gate电压处于较低水平。
图5：MP9989 VDS降至40mV时的动态控制
到下一个工作周期，反激原边的MOS管开通时，副边MOS管Gate可以由之前的较低的电压水平快速实现关断，保证工作的可靠性。在这项技术的加持下，MPS的同步整流产品可以支持600kHz开关频率，且适应CCM，DCM，准谐振，有源钳位等反激应用。这些产品包括MP9989和MP6908A.
MP9989具有以下产品特性：
- 集成100V/10mΩ MOSFET
- 不需要辅助绕组供电，支持高边和低边应用
- 支持最低接近0V的宽压输出应用
- 支持DCM震荡检测，有效防止误导通
- 110μA 低静态电流
- 支持 DCM，CCM，准谐振等应用
图6显示了MP9989的典型应用框图。
图6：MP9989的典型应用框图
MP6908A具有以下产品特性：
- 支持600kHz开关频率
- 低至30ns 关断和开通延迟
- 不需要辅助供电，支持高边和低边应用
- 支持最低接近0V的宽压输出应用
- 支持DCM震荡检测，有效防止误导通
- 100μA 低静态电流
- 支持 DCM，CCM，准谐振，有源钳位等应用
- 采用TSOT23-6封装
图7显示了MP6908A的典型应用。
图7：MP6908A典型应用框图
结论
本文回顾了如何确定副边同步整流开通和关断时间，同时还分析了MP9989快速关断技术的有效性。 基于本文的分析，采用 MOSFET 管副边同步整流，有助于实现超小型快速充电解决方案。
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